早期的開關電源通過強制開通或關閉激勵管的方式工作，其開關噪聲和開關損耗大，工作效率難以進一步提高。軟開關技術則利用LC諧振來調整開關時刻的電流或電壓值，以達到開關損耗最小的目的，在開關噪聲和工作效率方面都優(yōu)于硬開關電源。因此，諧振式開關電源將得到快速發(fā)展。實現軟開關工作的芯片有多種型號，且工作原理各不相同。例如準諧振反向控制器UCC28600芯片，以反激勵電壓下降至最低值后開通激勵管、激勵電流達到峰值或定時關閉激勵管的方式工作，單極性輸出，其開關頻率隨輸出功率而變化，一般用于小功率電源；諧振模式控制器UCC25600是基本固定諧振頻率，利用反饋自動調節(jié)開關頻率，使電路在諧振與失諧之間調整，改變有效激勵功率，雙極性輸出，一般用于100 W～1 kW的電源。本文以UCC28600D芯片為基礎，研究這類軟開關電源的設計要點。

1 UCC28600D芯片工作特點
    UCC28600D芯片是多模式準諧振反向控制器，自身功耗低，只有8個端口，電路連接簡單。該芯片內部設置有可變振蕩頻率的振蕩器，自身并不直接決定輸出脈沖頻率。其脈沖輸出與脈沖關閉方式由芯片的外部電路狀態(tài)決定：當電壓狀態(tài)檢測保護端7的電位下降至最低值(電壓谷點)時，開通輸出脈沖；當7端口流出的電流達到450 μA(此時端電位為0 V)或者7端口端電壓超過3.75 V時，均進入過壓保護狀態(tài)；根據檢測到的3端電位值關閉輸出脈沖或定時關閉脈沖，準諧振模式或不連續(xù)模式下為0.4 V～0.8 V，折返模式下3端口電位固定為0.4 V，不再對激勵電流做檢測，由內部定時關閉脈沖。芯片的脈沖頻率總是在40 kHz～130 kHz之間通過2端口的電位自動調整，而2端口的電位是由電源輸出參數（預設的電壓或電流值）進行閉環(huán)調整：4.0 V～5.0 V時工作在準諧振模式的斷續(xù)狀態(tài)；2.0 V～4.0 V時工作在準諧振模式的連續(xù)狀態(tài)(130 kHz)；1.4 V～2.0 V時工作在頻率折返模式(40 kHz～130 kHz)；0.5 V～1.4 V時工作在低頻率節(jié)能模式。脈沖頻率越高，輸出功率越小，這正是反激勵電路的一個特征。所以UCC28600D適合反激勵工作方式。
2 由UCC28600D構建的軟開關電源
    電源工作在反激勵方式下，可以通過調整脈沖頻率的方式改變輸出功率。而對于正激勵方式，需要通過改變脈沖占空比的方式調整輸出功率的大小，UCC28600D芯片本身的變頻率功能起不到直接作用。反激勵電源的工作方式是先將電能轉換成磁場能儲存在磁路或者磁芯材料中，然后在下一個時間段再將磁場能轉換成電能輸出。單位時間內所儲存的磁場能大小決定著反激勵電源的輸出功率大小。磁芯材料的可用儲能大小可以由下式計算[1]：
    
其中μr是材料的相對磁導率，V是磁芯材料體積(以mm3為單位)，Bm是最大工作磁感應強度(以T為單位)。磁芯材料儲能能力除了與其體積成正比外，還與最大磁感應強度成正比，與相對磁導率成反比。以EC2828鐵氧體磁芯變壓器為例，其磁芯體積約為5 800 mm3，最大磁感應強度只能取為0.4 T，而最大可用磁感應強度只有0.2 T左右（取值與工作頻率有關）[2]，相對磁導率約為2 000。磁芯緊密結合時，最大儲能為46 μJ，以100 kHz脈沖頻率計算，最大輸出功率約為4.6 W，而同樣規(guī)格的磁芯以正激勵方式工作的輸出功率在50 W以上。若在磁路中設置氣隙，雖然可以增加儲能量，但會增加漏磁。可見單純地采用反激勵方式并不是最佳方案，難以發(fā)揮出應該具備的供電能力。本文設計中采用以正激勵為主的單極性正反激勵共用方式，使電源能夠提供盡量大的功率，同時，在每一個周期的供電時間上更加均衡，有利于減小輸出電壓的脈動量。
    電路如圖1所示，除了交流電壓輸入濾波整流電路外，還包含6個功能模塊。(1)脈沖產生和激勵電路，主要由IC1和變壓器T1原邊繞組組成，控制變壓器的能量轉換；(2)漏感能量吸收消耗與諧振回路，吸收變壓器漏感所儲存的能量，限制激勵管上的反激勵電壓，并與變壓器激勵繞組構成去磁諧振；(3)芯片供電網絡，分為電阻限流供電和變壓器T1反饋供電，提供13 V～15 V之間的芯片工作電壓；(4)線電壓與反激勵電壓取樣保護電路，檢測過電壓與否；(5)正、反激勵輸出與濾波電路；(6)限壓反饋網絡，用以穩(wěn)定輸出電壓。

3 電路主要參數的確定
    (1)采用壓敏電阻的漏磁能量吸收兼諧振回路參數
    漏磁能量吸收和諧振電路由R23、R2、C3、C20、D3和變壓器原邊線圈組成，在進入反激勵期間吸收漏磁通能量。R2采用壓敏電阻，用以限制C3上的電壓基本不超過330 V，使得激勵管漏極電位基本不超過630 V，保護激勵管不會因電壓過高而擊穿。R23是阻尼電阻，消耗所轉移的一部分能量。電容C20有兩重作用：一是在反激勵開始瞬間對二極管D3起到開通緩沖作用；二是構成變壓器去磁后的諧振回路。
    變壓器原邊與能量吸收電路構成諧振回路，在變壓器儲能基本釋放完畢后，激勵管漏極電位下降是一個諧振的過程。激勵管漏極電位下降速度由電容C20和變壓器初級電感量決定。C20容量越大，激勵管漏極電位下降速度越快。圖2是C20取100 pF時的電位曲線，其中幅度大的是激勵管漏極電位曲線，幅度小的是變壓器輸出電壓曲線。當然，諧振周期還與變壓器分布參數有關。

    UCC28600D的準諧振方式所依靠的諧振是變壓器儲能釋放完畢后產生的，下降的幅度與漏極反激勵電壓幅度相關聯。漏極反激勵電壓越高，漏極電位下降幅度也越大，基本對稱于漏極線電位。因此，反激勵電壓應該略高于線電壓，使得激勵管漏極電位通過諧振過程下降至0 V附近，盡量多地消除開通激勵管的損耗。這一點與其他反激勵開關電源的設計有明顯區(qū)別。圖2中的反激勵電壓是200 V，圖3所對應的反激勵電壓為300 V，比前者的諧振低電位明顯低，達到接近0 V的理想狀態(tài)。

    (2)開關電源變壓器參數設計
    開關電源變壓器參數設計是開關電源設計中的關鍵內容之一。在這里采用限定功率設計法[3-4]，以60 W為基本設計參數，最大輸出電壓為29 V。最大輸出功率對應的最低開關頻率為40 kHz，所需要的輸出功率減小時驅動芯片會自動提高開關頻率，以減小激勵功率。
    在限定功率設計中，首先根據安裝空間和規(guī)律確定磁芯變壓器規(guī)格。這里選用EC2828臥式結構，PC40材料，其中心磁柱載面積Ae約為78.5×10-6 m2，100 kHz下的最大磁感應強度Bmax只能取為0.4 T，相對磁導率約為2 000。正激勵電壓為260 V～300 V，反激勵電壓300 V，正、反激勵均輸出電能。根據電壓時間平衡方程U正t1=U反t2，在最低40 kHz、最大25 μs周期中正激勵時間接近12 μs，最大反激勵時間約為12 μs，還有至少1 μs的諧振半周期時間。繞組匝數越小，電感量越小，在固定時間內電流上升越快，容易進入磁飽和。為了防止出現磁飽和，激勵繞組由一個最少匝數限制，激勵繞組的最小匝數由下式計算：
    
其中，線電壓按照最高值300 V代入，最大磁感應強度Bmax取為0.36 T，與0.4 T相比留出了一定裕量?？紤]輸出繞組匝數為整數，最低輸入時的正激勵輸出電壓應該達到40 V。匝比定為260∶40比較合適，正激勵輸出繞組N3定為20匝，實際N1可以取為130匝。正激勵匝比為6.5。
    根據60 W輸入功率，若完全按反激勵輸出，所需的激勵電流峰值約為1 A。反激勵是以磁芯所儲存的能量輸出，一般磁芯儲能有限，這一電流值無法單純依靠勵磁達到。若按反激勵輸出能量占總能量的20%計算，需要的最大勵磁電流Im為：
    
    在UCC28600D以電流限功率的工作方式中，若將最大激勵電流限制為1 A，反激勵電流不足部分由正激勵電流補足，則最大正激勵電流應該達到0.7 A，由輸出濾波電感控制。以上是以最大周期計算極限值，若開關頻率被提高，芯片自身會相應改變限流值。對于輸出29 V電壓，考慮整流二極管等還有一定電壓降，反激勵輸出繞組的電壓應該預設為30 V。反激勵匝比為10∶1。根據電壓匝比關系，30 V反激勵式輸出繞組需要繞制13匝。同理，16 V反饋電壓繞組也采用反激勵輸出，需要繞制7匝。
    (3)確定限功率電阻
    UCC28600D芯片驅動的激勵電路是以限制激勵電流的方式來限制輸出功率。對于激勵電流限制型的電源，無論采用正激勵還是采用反激勵方式，其輸出功率基本相等。因而可以參照單純的反激勵勵磁電流來計算限流值，進而計算出限功率電阻R12，參見圖1。根據以上計算，單純的反激勵勵磁電流應該達到1 A左右，0.8 V的限功率電壓對應限流電阻應取為0.8 Ω。若取為1 Ω，則其實際輸出功率有所減小。
    (4)確定正激勵濾波電感量
    輸出整流濾波電路包含正激勵輸出整流和濾波、反激勵輸出整流和濾波。正激勵輸出繞組和反激勵輸出繞組相互獨立設置、獨立整流。L2、D2a用于正激勵整流濾波，D2b用于反激勵整流，兩者共用濾波電容。正激勵濾波電感L2的電感量過小時濾波效果不好，過大則電流上升率低，反應到激勵線圈上的電流增量不足，可能會造成開關頻率降低。確定L2的原則是在12 μs內勵磁電流加正激勵耦合電流應該達到1 A。根據電感的伏安關系，在280 V標準線電壓作用下，9 mH的激勵繞組經過12 μs后，電流增至0.37 A，則耦合電流應該達到0.63 A。正激勵的耦合匝比是6.5，12 μs內濾波電感上的電流增量需要4.1 A。正常的正激勵情況下，加在濾波電感上的電壓是10 V，只有29 μH的濾波電感才能在12 μs內電流上升4.1 A。因此，濾波電感L2的電感量應當控制在30 μH左右，其取值無需太過嚴格。
    按以上設計可以獲得高性能的小功率電源。輸出42 W時用示波器低干擾測量法測量電源輸出口電壓的交流分量，如圖4所示。從波形圖中可以看出，輸出電壓只有極小的噪聲電壓成份，噪聲電壓和開關周期造成的脈動電壓幅度都小于5 mV，是傳統(tǒng)開關電源所無法實現的，噪聲電壓已經不是電源使用中存在的主要問題。采用了準諧振工作方式后，激勵管的損耗較小，輸出42 W功率時測得電源整體工作效率為85%，最大損耗在輸出整流器、變壓器、漏磁能量吸收電路3個部分。如果采用同步整流技術[5]，工作效率還可進一步提高。

參考文獻
[1] 陳庭勛．低電磁騷擾開關電源的實現[J]．現代電子技術，2009，9(18)：201-204.
[2] 電子變壓器專業(yè)委員會．電子變壓器手冊[M]．沈陽：遼寧科學技術出版社，1998.
[3] 陳庭勛．開關電源高頻變壓器單向設計法[J]．浙江海洋學院學報(自然科學版)，2009，27(3)：358-360.
[4] 孫筱林，李國勇，王志海．高頻開關電源變壓器的設計分析[J]．自動化技術與應用，2008，27(6)：53-56.
[5] 胡宗波，張波．同步整流器中MOSFET的雙向導電特性和整流損耗研究[J]．中國電機工程學報，2002，3(3)：88-93.