早期的開關(guān)電源通過強(qiáng)制開通或關(guān)閉激勵(lì)管的方式工作，其開關(guān)噪聲和開關(guān)損耗大，工作效率難以進(jìn)一步提高。軟開關(guān)技術(shù)則利用LC諧振來調(diào)整開關(guān)時(shí)刻的電流或電壓值，以達(dá)到開關(guān)損耗最小的目的，在開關(guān)噪聲和工作效率方面都優(yōu)于硬開關(guān)電源。因此，諧振式開關(guān)電源將得到快速發(fā)展。實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)工作的芯片有多種型號，且工作原理各不相同。例如準(zhǔn)諧振反向控制器UCC28600芯片，以反激勵(lì)電壓下降至最低值后開通激勵(lì)管、激勵(lì)電流達(dá)到峰值或定時(shí)關(guān)閉激勵(lì)管的方式工作，單極性輸出，其開關(guān)頻率隨輸出功率而變化，一般用于小功率電源；諧振模式控制器UCC25600是基本固定諧振頻率，利用反饋?zhàn)詣诱{(diào)節(jié)開關(guān)頻率，使電路在諧振與失諧之間調(diào)整，改變有效激勵(lì)功率，雙極性輸出，一般用于100 W～1 kW的電源。本文以UCC28600D芯片為基礎(chǔ)，研究這類軟開關(guān)電源的設(shè)計(jì)要點(diǎn)。

1 UCC28600D芯片工作特點(diǎn)
    UCC28600D芯片是多模式準(zhǔn)諧振反向控制器，自身功耗低，只有8個(gè)端口，電路連接簡單。該芯片內(nèi)部設(shè)置有可變振蕩頻率的振蕩器，自身并不直接決定輸出脈沖頻率。其脈沖輸出與脈沖關(guān)閉方式由芯片的外部電路狀態(tài)決定：當(dāng)電壓狀態(tài)檢測保護(hù)端7的電位下降至最低值(電壓谷點(diǎn))時(shí)，開通輸出脈沖；當(dāng)7端口流出的電流達(dá)到450 μA(此時(shí)端電位為0 V)或者7端口端電壓超過3.75 V時(shí)，均進(jìn)入過壓保護(hù)狀態(tài)；根據(jù)檢測到的3端電位值關(guān)閉輸出脈沖或定時(shí)關(guān)閉脈沖，準(zhǔn)諧振模式或不連續(xù)模式下為0.4 V～0.8 V，折返模式下3端口電位固定為0.4 V，不再對激勵(lì)電流做檢測，由內(nèi)部定時(shí)關(guān)閉脈沖。芯片的脈沖頻率總是在40 kHz～130 kHz之間通過2端口的電位自動調(diào)整，而2端口的電位是由電源輸出參數(shù)（預(yù)設(shè)的電壓或電流值）進(jìn)行閉環(huán)調(diào)整：4.0 V～5.0 V時(shí)工作在準(zhǔn)諧振模式的斷續(xù)狀態(tài)；2.0 V～4.0 V時(shí)工作在準(zhǔn)諧振模式的連續(xù)狀態(tài)(130 kHz)；1.4 V～2.0 V時(shí)工作在頻率折返模式(40 kHz～130 kHz)；0.5 V～1.4 V時(shí)工作在低頻率節(jié)能模式。脈沖頻率越高，輸出功率越小，這正是反激勵(lì)電路的一個(gè)特征。所以UCC28600D適合反激勵(lì)工作方式。
2 由UCC28600D構(gòu)建的軟開關(guān)電源
    電源工作在反激勵(lì)方式下，可以通過調(diào)整脈沖頻率的方式改變輸出功率。而對于正激勵(lì)方式，需要通過改變脈沖占空比的方式調(diào)整輸出功率的大小，UCC28600D芯片本身的變頻率功能起不到直接作用。反激勵(lì)電源的工作方式是先將電能轉(zhuǎn)換成磁場能儲存在磁路或者磁芯材料中，然后在下一個(gè)時(shí)間段再將磁場能轉(zhuǎn)換成電能輸出。單位時(shí)間內(nèi)所儲存的磁場能大小決定著反激勵(lì)電源的輸出功率大小。磁芯材料的可用儲能大小可以由下式計(jì)算[1]：
    
其中μr是材料的相對磁導(dǎo)率，V是磁芯材料體積(以mm3為單位)，Bm是最大工作磁感應(yīng)強(qiáng)度(以T為單位)。磁芯材料儲能能力除了與其體積成正比外，還與最大磁感應(yīng)強(qiáng)度成正比，與相對磁導(dǎo)率成反比。以EC2828鐵氧體磁芯變壓器為例，其磁芯體積約為5 800 mm3，最大磁感應(yīng)強(qiáng)度只能取為0.4 T，而最大可用磁感應(yīng)強(qiáng)度只有0.2 T左右（取值與工作頻率有關(guān)）[2]，相對磁導(dǎo)率約為2 000。磁芯緊密結(jié)合時(shí)，最大儲能為46 μJ，以100 kHz脈沖頻率計(jì)算，最大輸出功率約為4.6 W，而同樣規(guī)格的磁芯以正激勵(lì)方式工作的輸出功率在50 W以上。若在磁路中設(shè)置氣隙，雖然可以增加儲能量，但會增加漏磁。可見單純地采用反激勵(lì)方式并不是最佳方案，難以發(fā)揮出應(yīng)該具備的供電能力。本文設(shè)計(jì)中采用以正激勵(lì)為主的單極性正反激勵(lì)共用方式，使電源能夠提供盡量大的功率，同時(shí)，在每一個(gè)周期的供電時(shí)間上更加均衡，有利于減小輸出電壓的脈動量。
    電路如圖1所示，除了交流電壓輸入濾波整流電路外，還包含6個(gè)功能模塊。(1)脈沖產(chǎn)生和激勵(lì)電路，主要由IC1和變壓器T1原邊繞組組成，控制變壓器的能量轉(zhuǎn)換；(2)漏感能量吸收消耗與諧振回路，吸收變壓器漏感所儲存的能量，限制激勵(lì)管上的反激勵(lì)電壓，并與變壓器激勵(lì)繞組構(gòu)成去磁諧振；(3)芯片供電網(wǎng)絡(luò)，分為電阻限流供電和變壓器T1反饋供電，提供13 V～15 V之間的芯片工作電壓；(4)線電壓與反激勵(lì)電壓取樣保護(hù)電路，檢測過電壓與否；(5)正、反激勵(lì)輸出與濾波電路；(6)限壓反饋網(wǎng)絡(luò)，用以穩(wěn)定輸出電壓。

3 電路主要參數(shù)的確定
    (1)采用壓敏電阻的漏磁能量吸收兼諧振回路參數(shù)
    漏磁能量吸收和諧振電路由R23、R2、C3、C20、D3和變壓器原邊線圈組成，在進(jìn)入反激勵(lì)期間吸收漏磁通能量。R2采用壓敏電阻，用以限制C3上的電壓基本不超過330 V，使得激勵(lì)管漏極電位基本不超過630 V，保護(hù)激勵(lì)管不會因電壓過高而擊穿。R23是阻尼電阻，消耗所轉(zhuǎn)移的一部分能量。電容C20有兩重作用：一是在反激勵(lì)開始瞬間對二極管D3起到開通緩沖作用；二是構(gòu)成變壓器去磁后的諧振回路。
    變壓器原邊與能量吸收電路構(gòu)成諧振回路，在變壓器儲能基本釋放完畢后，激勵(lì)管漏極電位下降是一個(gè)諧振的過程。激勵(lì)管漏極電位下降速度由電容C20和變壓器初級電感量決定。C20容量越大，激勵(lì)管漏極電位下降速度越快。圖2是C20取100 pF時(shí)的電位曲線，其中幅度大的是激勵(lì)管漏極電位曲線，幅度小的是變壓器輸出電壓曲線。當(dāng)然，諧振周期還與變壓器分布參數(shù)有關(guān)。

    UCC28600D的準(zhǔn)諧振方式所依靠的諧振是變壓器儲能釋放完畢后產(chǎn)生的，下降的幅度與漏極反激勵(lì)電壓幅度相關(guān)聯(lián)。漏極反激勵(lì)電壓越高，漏極電位下降幅度也越大，基本對稱于漏極線電位。因此，反激勵(lì)電壓應(yīng)該略高于線電壓，使得激勵(lì)管漏極電位通過諧振過程下降至0 V附近，盡量多地消除開通激勵(lì)管的損耗。這一點(diǎn)與其他反激勵(lì)開關(guān)電源的設(shè)計(jì)有明顯區(qū)別。圖2中的反激勵(lì)電壓是200 V，圖3所對應(yīng)的反激勵(lì)電壓為300 V，比前者的諧振低電位明顯低，達(dá)到接近0 V的理想狀態(tài)。

    (2)開關(guān)電源變壓器參數(shù)設(shè)計(jì)
    開關(guān)電源變壓器參數(shù)設(shè)計(jì)是開關(guān)電源設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵內(nèi)容之一。在這里采用限定功率設(shè)計(jì)法[3-4]，以60 W為基本設(shè)計(jì)參數(shù)，最大輸出電壓為29 V。最大輸出功率對應(yīng)的最低開關(guān)頻率為40 kHz，所需要的輸出功率減小時(shí)驅(qū)動芯片會自動提高開關(guān)頻率，以減小激勵(lì)功率。
    在限定功率設(shè)計(jì)中，首先根據(jù)安裝空間和規(guī)律確定磁芯變壓器規(guī)格。這里選用EC2828臥式結(jié)構(gòu)，PC40材料，其中心磁柱載面積Ae約為78.5×10-6 m2，100 kHz下的最大磁感應(yīng)強(qiáng)度Bmax只能取為0.4 T，相對磁導(dǎo)率約為2 000。正激勵(lì)電壓為260 V～300 V，反激勵(lì)電壓300 V，正、反激勵(lì)均輸出電能。根據(jù)電壓時(shí)間平衡方程U正t1=U反t2，在最低40 kHz、最大25 μs周期中正激勵(lì)時(shí)間接近12 μs，最大反激勵(lì)時(shí)間約為12 μs，還有至少1 μs的諧振半周期時(shí)間。繞組匝數(shù)越小，電感量越小，在固定時(shí)間內(nèi)電流上升越快，容易進(jìn)入磁飽和。為了防止出現(xiàn)磁飽和，激勵(lì)繞組由一個(gè)最少匝數(shù)限制，激勵(lì)繞組的最小匝數(shù)由下式計(jì)算：
    
其中，線電壓按照最高值300 V代入，最大磁感應(yīng)強(qiáng)度Bmax取為0.36 T，與0.4 T相比留出了一定裕量?？紤]輸出繞組匝數(shù)為整數(shù)，最低輸入時(shí)的正激勵(lì)輸出電壓應(yīng)該達(dá)到40 V。匝比定為260∶40比較合適，正激勵(lì)輸出繞組N3定為20匝，實(shí)際N1可以取為130匝。正激勵(lì)匝比為6.5。
    根據(jù)60 W輸入功率，若完全按反激勵(lì)輸出，所需的激勵(lì)電流峰值約為1 A。反激勵(lì)是以磁芯所儲存的能量輸出，一般磁芯儲能有限，這一電流值無法單純依靠勵(lì)磁達(dá)到。若按反激勵(lì)輸出能量占總能量的20%計(jì)算，需要的最大勵(lì)磁電流Im為：
    
    在UCC28600D以電流限功率的工作方式中，若將最大激勵(lì)電流限制為1 A，反激勵(lì)電流不足部分由正激勵(lì)電流補(bǔ)足，則最大正激勵(lì)電流應(yīng)該達(dá)到0.7 A，由輸出濾波電感控制。以上是以最大周期計(jì)算極限值，若開關(guān)頻率被提高，芯片自身會相應(yīng)改變限流值。對于輸出29 V電壓，考慮整流二極管等還有一定電壓降，反激勵(lì)輸出繞組的電壓應(yīng)該預(yù)設(shè)為30 V。反激勵(lì)匝比為10∶1。根據(jù)電壓匝比關(guān)系，30 V反激勵(lì)式輸出繞組需要繞制13匝。同理，16 V反饋電壓繞組也采用反激勵(lì)輸出，需要繞制7匝。
    (3)確定限功率電阻
    UCC28600D芯片驅(qū)動的激勵(lì)電路是以限制激勵(lì)電流的方式來限制輸出功率。對于激勵(lì)電流限制型的電源，無論采用正激勵(lì)還是采用反激勵(lì)方式，其輸出功率基本相等。因而可以參照單純的反激勵(lì)勵(lì)磁電流來計(jì)算限流值，進(jìn)而計(jì)算出限功率電阻R12，參見圖1。根據(jù)以上計(jì)算，單純的反激勵(lì)勵(lì)磁電流應(yīng)該達(dá)到1 A左右，0.8 V的限功率電壓對應(yīng)限流電阻應(yīng)取為0.8 Ω。若取為1 Ω，則其實(shí)際輸出功率有所減小。
    (4)確定正激勵(lì)濾波電感量
    輸出整流濾波電路包含正激勵(lì)輸出整流和濾波、反激勵(lì)輸出整流和濾波。正激勵(lì)輸出繞組和反激勵(lì)輸出繞組相互獨(dú)立設(shè)置、獨(dú)立整流。L2、D2a用于正激勵(lì)整流濾波，D2b用于反激勵(lì)整流，兩者共用濾波電容。正激勵(lì)濾波電感L2的電感量過小時(shí)濾波效果不好，過大則電流上升率低，反應(yīng)到激勵(lì)線圈上的電流增量不足，可能會造成開關(guān)頻率降低。確定L2的原則是在12 μs內(nèi)勵(lì)磁電流加正激勵(lì)耦合電流應(yīng)該達(dá)到1 A。根據(jù)電感的伏安關(guān)系，在280 V標(biāo)準(zhǔn)線電壓作用下，9 mH的激勵(lì)繞組經(jīng)過12 μs后，電流增至0.37 A，則耦合電流應(yīng)該達(dá)到0.63 A。正激勵(lì)的耦合匝比是6.5，12 μs內(nèi)濾波電感上的電流增量需要4.1 A。正常的正激勵(lì)情況下，加在濾波電感上的電壓是10 V，只有29 μH的濾波電感才能在12 μs內(nèi)電流上升4.1 A。因此，濾波電感L2的電感量應(yīng)當(dāng)控制在30 μH左右，其取值無需太過嚴(yán)格。
    按以上設(shè)計(jì)可以獲得高性能的小功率電源。輸出42 W時(shí)用示波器低干擾測量法測量電源輸出口電壓的交流分量，如圖4所示。從波形圖中可以看出，輸出電壓只有極小的噪聲電壓成份，噪聲電壓和開關(guān)周期造成的脈動電壓幅度都小于5 mV，是傳統(tǒng)開關(guān)電源所無法實(shí)現(xiàn)的，噪聲電壓已經(jīng)不是電源使用中存在的主要問題。采用了準(zhǔn)諧振工作方式后，激勵(lì)管的損耗較小，輸出42 W功率時(shí)測得電源整體工作效率為85%，最大損耗在輸出整流器、變壓器、漏磁能量吸收電路3個(gè)部分。如果采用同步整流技術(shù)[5]，工作效率還可進(jìn)一步提高。

參考文獻(xiàn)
[1] 陳庭勛．低電磁騷擾開關(guān)電源的實(shí)現(xiàn)[J]．現(xiàn)代電子技術(shù)，2009，9(18)：201-204.
[2] 電子變壓器專業(yè)委員會．電子變壓器手冊[M]．沈陽：遼寧科學(xué)技術(shù)出版社，1998.
[3] 陳庭勛．開關(guān)電源高頻變壓器單向設(shè)計(jì)法[J]．浙江海洋學(xué)院學(xué)報(bào)(自然科學(xué)版)，2009，27(3)：358-360.
[4] 孫筱林，李國勇，王志海．高頻開關(guān)電源變壓器的設(shè)計(jì)分析[J]．自動化技術(shù)與應(yīng)用，2008，27(6)：53-56.
[5] 胡宗波，張波．同步整流器中MOSFET的雙向?qū)щ娞匦院驼鲹p耗研究[J]．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2002，3(3)：88-93.