0 引言

　　LED 的發(fā)光效率目前已經(jīng)達到并且正在超過熒光燈.HID 燈等傳統(tǒng)光源的水平，在通用照明領(lǐng)域?qū)⒅饾u成為主流光源.由于LED 照明光源具有高光效.長壽命.節(jié)能環(huán)保，耐用等優(yōu)點，近年來LED 應(yīng)用以及驅(qū)動已經(jīng)成為研究熱點.在相同工作電壓下，LED的正向?qū)▔航狄蚴芄に囯x散性的影響而呈現(xiàn)出一定的差異，所以恒流驅(qū)動是白光LED 的最佳選擇.目前的電流控制方式主要有峰值電流控制，滯環(huán)控制，平均電流控制，和固定導(dǎo)通時間控制（COT）等控制方法.主流的峰值電流控制存在平均電流和峰值電流不一致的問題；且當(dāng)電路占空比大于0.5時，有次諧波震蕩現(xiàn)象，需要增加斜坡補償電路，因此增加了電路復(fù)雜性.平均電流模式能精確控制平均電流，但是控制方法實現(xiàn)復(fù)雜，且仍需斜坡補償電路.滯環(huán)電流控制模式中，LED的平均驅(qū)動電流值由內(nèi)設(shè)閾值Imax和Imin決定，不存在類似于峰值電流控制模式問題，能較好地解決峰值電流控制的缺點，且無需額外斜坡補償電路，電路結(jié)構(gòu)簡單.滯環(huán)控制具有自穩(wěn)定性.動態(tài)響應(yīng)迅速等優(yōu)點，應(yīng)用廣泛.

　　有人設(shè)計的滯環(huán)電路，結(jié)構(gòu)簡單，穩(wěn)定性好，但無調(diào)光電路設(shè)計.有人提出一種滯環(huán)跟蹤控制電路，對電路進行仿真與理論分析，但電路無調(diào)光功能，且主電路為傳統(tǒng)的降壓電路，MOS 管驅(qū)動設(shè)計困難.此外電路還采用D觸發(fā)器限制頻率抖動范圍，但同時也限制了電路的帶負(fù)載能力，且瞬態(tài)響應(yīng)變差.

　　本文在基礎(chǔ)上，采用新的降壓電路，去掉了D 觸發(fā)器，設(shè)計了一款帶有數(shù)字PWM 調(diào)光的LED 驅(qū)動電路.

　　1 原理與設(shè)計

　　1.1 工作原理

　　本文設(shè)計的滯環(huán)LED 驅(qū)動電路由主電路.電流檢測電路，滯環(huán)控制電路三個部分組成.當(dāng)MOS 管導(dǎo)通時，續(xù)流二極管D截止，電感L 電流上升，取樣電阻Rs兩端電壓差值變大，將此電壓差值通過差分放大電路，反饋至滯環(huán)控制電路，與滯環(huán)控制電路設(shè)定的閾值電壓VH或VL相比較.如圖1所示，當(dāng)電壓達到滯環(huán)控制系統(tǒng)的電壓的上限值VH 時，比較器輸出電平翻轉(zhuǎn)，關(guān)斷MOS管，由于電感電流iL 不能突變，此時感應(yīng)出一個反向電壓，續(xù)流二極管D導(dǎo)通.電感放電，當(dāng)放電至電壓低于滯環(huán)控制系統(tǒng)的電壓的下限VL 時，比較器電壓翻轉(zhuǎn)，MOS 管導(dǎo)通，循此反復(fù)，限制了電感電流的峰值和谷值，從而達到了控制LED電流平均值.

　　1.2 電路分析滯環(huán)控制的LED 驅(qū)動電路主要由主電路，電流檢測電路，滯環(huán)控制電路，以及數(shù)字調(diào)光電路組成.如圖2中主電路由RS,電感L,續(xù)流二極管D,開關(guān)器件MOS,以及負(fù)載LED.Vi為輸入電壓，RS為檢測電阻.電路穩(wěn)定時，忽略續(xù)流二極管與Rs的導(dǎo)通壓降可得：

　　式中：Vi 為輸入電壓，Vo 為LED 兩端電壓，Ton 為導(dǎo)通時間，Toff為關(guān)斷時間.

　　由式（1）可得：

　　電流檢測電路為高邊電流檢測電路[5-7],滯環(huán)控制電路為電路的核心.有人分析了電流檢測電路以及滯環(huán)跟蹤電路，并進行了仿真分析.

　　將滯環(huán)控制電路的輸出邏輯信號與數(shù)字調(diào)光信號相與，可得到調(diào)制的PWM 調(diào)光信號，控制MOS 管的導(dǎo)通與截止，實現(xiàn)數(shù)字PWM調(diào)光.

　　2 實驗

　　2.1 關(guān)鍵點波形測試

　　在上述分析的基礎(chǔ)上，設(shè)計了實驗電路進行驗證，電路參數(shù)為：RS取0.5 Ω，電感L的值為220 μH,續(xù)流二極管為SS34,開關(guān)MOS管選用IRFR024,電流檢測器采用LM358通用運放，比較器選用LM393,與非門用74HC00,MOS 驅(qū)動選用UCC27524D,R1=R2=4.7 kΩ，R3=R4=47 kΩ，R7=500 Ω，R6采用3個200 Ω電阻并聯(lián)，R5=910 Ω.

　　圖3（a）所示為實驗電路占空比較大時，通過LED電流iRS 與MOS 管門極電壓VGS 波形圖.圖3（b）為占空比較小時，通過LED電流iRS與MOS管門極電壓VGS波形圖.通道1為電流探頭測得通過LED的電流波形，通道2為MOS管門極電壓VGS波形.

　　由圖3（a）.圖3（b）可知iRS 電壓在一個最大值與最小值之間滯環(huán)變化，VGS 從最大占空比與最小占空比之間變化.該圖形表明，該滯環(huán)電路能穩(wěn)定iRS平均電壓，即穩(wěn)定輸出電流Iled.且占空比變化范圍大，能適應(yīng)大范圍輸入電壓變化或輸出負(fù)載變化的場合.圖4為調(diào)光信號占空比為0.5時的電路的工作波形圖，通道1的波形為加入調(diào)光信號后輸出的電流波形圖.通道2為頻率300 Hz 脈寬從1%~99%可調(diào)的PWM 數(shù)字調(diào)光信號.

　　2.2 實驗數(shù)據(jù)測試與分析

　　圖5數(shù)據(jù)圖形為分別對1顆1 W,3顆1 W,5顆1 W的電路進行輸入電壓，輸出電流的數(shù)據(jù)測試圖.由圖可知電路滯環(huán)控制跟蹤性能好，能較好的穩(wěn)定電流較好.

　　輸入電壓與輸出電流幾乎呈現(xiàn)線性比例關(guān)系，輸入電壓升高輸出電流緩慢增大.主要原因可能為占空比變化范圍較大，電路條件改變導(dǎo)致的反饋環(huán)路的穩(wěn)定性變差以及電路的固有延時.由設(shè)定參數(shù)可得平均電流為360 mA.實測效果為330 mA左右，主要為差分放大電路的4個差分放大電阻匹配不精準(zhǔn)，導(dǎo)致放大倍數(shù)與理論值有差異，此外放大倍數(shù)還與運放的放大帶寬有關(guān).

　　表1的測試結(jié)果表明，在常溫條件下，對1顆燈珠在20 V 輸入時，300 Hz PWM 數(shù)字調(diào)光信號占空比D 從0.1%變化到99.9%的輸出電流測試結(jié)果中，電流與占空比在5%~95%之間基本成線性關(guān)系，每5%增加20 mA左右的電流，調(diào)光效果好.其中測試占空比為2%~3%或96%~99%時電流出現(xiàn)反?，F(xiàn)象，其主要原因為，電路一般要3~4個正常的開關(guān)周期才能正常工作，所以當(dāng)占空比過小時，電路還沒有正常工作MOS-FET 門極電壓又變?yōu)榈碗娖疥P(guān)閉了.當(dāng)占空比太大時，MOS-FET 門極電壓為低電平時，電路還沒有正常關(guān)斷下一個導(dǎo)通時間又到了，導(dǎo)致電路又開啟，所以電流出現(xiàn)反?，F(xiàn)象.

　　3 結(jié)語

　　研究設(shè)計了一種高邊電流檢測的滯環(huán)控制的LED驅(qū)動電路.電流滯環(huán)控制方式解決了電流峰值控制中峰值電流與平均電流不一致的問題，并且沒有峰值電流控制中出現(xiàn)的占空比大于0.5時次諧波震蕩現(xiàn)象，故無須斜坡補償電路，電路結(jié)構(gòu)相對簡單.能適應(yīng)寬范圍類電壓輸入以及較大范圍負(fù)載變化的場合.且電路實現(xiàn)了數(shù)字PWM調(diào)光，實驗測試結(jié)果表明電路性能穩(wěn)定，調(diào)光效果好，無閃爍，電流平滑變化，能適應(yīng)需要智能調(diào)光的場合，符合節(jié)能的要求以及可以用在原邊反饋，次級輸出電壓波動較大的無光耦反饋的廉價場合.