在單片機測量和控制系統(tǒng)中，對外界數(shù)據(jù)及信號的讀取基本上都是通過A/D方式實現(xiàn)的。它主要有以下幾個優(yōu)點：
　　(1)根據(jù)需要，可很容易地買到轉(zhuǎn)換精度適用的A/D轉(zhuǎn)換器。
　　(2)A/D轉(zhuǎn)換器與CPU的連接可按手冊或資料提供的標(biāo)準(zhǔn)進行。
　　(3)CPU對經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換提供的數(shù)據(jù)可直接識別。
　　(4)A/D轉(zhuǎn)換器對數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換速度快，一般為幾微秒～幾十微秒。
　　正是由于以上這些因素，使人們在選擇單片機測控系統(tǒng)對信號的采集方式時，首先想到的就是使用A/D轉(zhuǎn)換器，這已經(jīng)成為人們在單片機測控系統(tǒng)設(shè)計時的一個習(xí)慣。就大多數(shù)情況而言，這一選擇無疑是正確和明智的，因為這是一個十分可靠、成熟和簡捷的方案。
　　然而，在我們?yōu)殡妱悠囋O(shè)計單片機測控系統(tǒng)時所面臨卻是另外一種情況，單片機系統(tǒng)的工作環(huán)境十分惡劣，特別是電動汽車在行駛過程中，外界的機械振動，車內(nèi)的電器設(shè)備(如斬波器、電動機，其峰值電流可達600A)所產(chǎn)生的干擾，室外環(huán)境的溫差(－20～+65°C)，都會影響單片機系統(tǒng)的正常工作。這就要求我們在設(shè)計單片機系統(tǒng)時必須考慮到各種影響其正常工作的因素，并采取相應(yīng)的有效措施，這樣才可使設(shè)計出來的系統(tǒng)適應(yīng)環(huán)境并正常工作。
1 電動汽車的工作環(huán)境和信號特點
　　電動汽車為單片機系統(tǒng)提供的工作條件是非?？量痰摹Ｓ捎陔妱悠囎陨淼目臻g限制，使部分電器(如：電池、斬波器等)的位置比較分散，從而使得單片機測控系統(tǒng)對部分信號的采集要通過長線傳輸。由于電動車的驅(qū)動電機是通過斬波器或逆變器驅(qū)動的，斬波器和逆變器的工作方式使電動汽車動力電路中產(chǎn)生強大的脈沖電流。
　　實際應(yīng)用中，干擾進入系統(tǒng)的渠道主要有三條：
　　(1)空間干擾(場干擾)：干擾以電磁波輻射方式進入系統(tǒng)；
　　(2)供電系統(tǒng)干擾：干擾通過電源通道進入系統(tǒng)；
　　(3)過程通道干擾：干擾通過與主機相聯(lián)的前向通道、后向通道及與其它主機的相互通道進入系統(tǒng)。
　　一般情況下，干擾都是以脈沖的形式進入系統(tǒng)的，而斬波器和逆變器的工作正好在空間、被測信號中及電源部分造成了非常強大的脈沖干擾。這些干擾通過長距離的信號線、系統(tǒng)的前后通道、電源而進入單片機，使整個系統(tǒng)無法正常工作。這些干擾是以高頻脈沖的方式存在于系統(tǒng)中，雖然有較高的電壓幅值，但不能提供較大的電流。因此我們利用干擾信號的這一特點對它進行抑制和去除。這里主要介紹如何消除這些干擾對被測信號的影響。
　　前面已經(jīng)介紹過，一般情況下單片機系統(tǒng)的信號采集是通過A/D方式實現(xiàn)的，這對于具有較高輸出阻抗的電壓信號來說是非常合適的。而對于電動車上的被測信號則完全是另外一種情況。如電動車動力電池的電壓就是一個輸出阻抗很低(約0.005 Ω～0.02Ω)、變化非常緩慢的信號。這主要由鉛酸蓄電池的放電特性決定，如圖1所示。

　　然而這樣一個平穩(wěn)的電壓信號通過長線傳輸、再經(jīng)A/D變換后卻變成一個變化無常、噪聲很強的信號，如圖2所示。

　　電池電壓、電流的檢測對于電動汽車是至關(guān)重要的，通過這些數(shù)據(jù)可以了解到電動汽車電池目前所處的狀態(tài)。面對這樣一個信號，我們首先采用了傳統(tǒng)的硬件濾波電路和軟件數(shù)字濾波相結(jié)合的方法對信號進行處理，經(jīng)處理后的信號波形如圖3所示。

　　從信號的波形上看，經(jīng)處理后的信號與原始信號相比已有了很大的改進，但在實際應(yīng)用中我們發(fā)現(xiàn)，即使是處理過的信號也離我們的要求相差很遠，因為它不能提供足夠的精度。在電動汽車行駛過程中，電池電壓信號±1%的誤差會造成對電池電量±10%的錯誤判斷。這就迫使我們尋找一個既有很強的抗干擾能力，又便于長距離傳輸，同時還能提供足夠精度的信號傳輸和采集方式。通過對電動車動力電池電壓信號的分析，找出如下特點：
　　(1)該信號具有很大的慣性，變化緩慢。即使發(fā)生突變，其過渡過程也要幾秒鐘。
　　(2)該信號源具有較低的內(nèi)阻，在輸出適當(dāng)電流的情況下不會對信號產(chǎn)生影響。
　　由以上兩個特點，可得出如下結(jié)論：電池的電壓信號不需要很快的檢測速度，而且信號源可提供一定的輸出電流。根據(jù)這一結(jié)論，我們選擇了V/F變換器來替代原有的A/D轉(zhuǎn)換器。這樣做有如下四個優(yōu)點。
　　(1)占用計算機資源少。對于一種模擬信號僅占用一個輸入通道。
　　(2)抗干擾性能好。V/F轉(zhuǎn)換過程是對輸入信號的不斷積分，它需要被測信號提供適當(dāng)?shù)尿?qū)動電流，因干擾信號不能提供電流而被濾掉。另外，V/F變換與計算機接口很容易采用光耦隔離。
　　(3)便于遠距離傳輸。
　　(4)信號頻率可靈活選擇。
2 V/F變換電路的硬件設(shè)計
2.1 V/F變換器的結(jié)構(gòu)及工作原理
　　V/F轉(zhuǎn)換輸入通道基本結(jié)構(gòu)如圖4所示。

　　V/F轉(zhuǎn)換器有許多種，如AD公司的ADVFC32，AD650；美國國家半導(dǎo)體公司的LMx31系列；BB公司的VFC32，VFC62等。每一種都有它們自已特點。從性能價格比和實際需要上考慮，我們選用了LMx31系列的LM231型V/F轉(zhuǎn)換器。
2.2 V/F變換器的設(shè)計與計算
　　LMx31的簡化功能框圖，如圖5所示。

　　由圖5可以看出，只要在芯片外圍接上適當(dāng)電阻、電容就可構(gòu)基本應(yīng)用電路。輸入比較器將輸入電平V_in和V_x相比較，當(dāng)V_in＞V_x時，啟動單穩(wěn)脈沖定時器，并導(dǎo)通頻率輸出晶體管和開關(guān)電流源，定時器的定時周期T＝1.1R_t·C_t，在這個周期中，電流i向電容C_t充電，使V_x上升，當(dāng)V_x＞V_in時，電流i關(guān)斷，定時器自行復(fù)位，同時C_L通過R_L放電，直到V_x＜V_in為止。然后比較器再次啟動定時器，開始下一個循環(huán)。由于注入C_L的平均電流嚴(yán)格等于I_AVE＝i·t·f_out，流出C_L的平均電流嚴(yán)格等于V_x/R_L≈V_in/R_L。這種V/F轉(zhuǎn)換器能在較寬的頻率范圍內(nèi)保證其輸出頻率嚴(yán)格正比于輸入電壓。
　　由式I_AVE＝i·t·f_out＝V_x/R_L≈V_in/R_L
　　
　　實際系統(tǒng)中的V/F變換器電路如圖6所示。為了消除干擾，在輸入端7端上加進一個RC低通濾波器，電容C₁＝1μF，電阻R₁＝100kΩ。濾波器截止頻率f₀為：

　　設(shè)計中使1V電壓對應(yīng)的輸出頻率為1000Hz，V/F轉(zhuǎn)換增益K計算如下：
　　
　　由上式得：R_s＝2.09R_t·C_t·R_L·1000＝2.09·100·10³·0.01·10^－6·6.8·10⁶＝14.212(kΩ)
　　為了保正V/F電路的溫度穩(wěn)定性，電路中的電阻、電容應(yīng)選用溫度穩(wěn)定性高的器件。
3 V/F變換方式對信號精度的影響
　　V/F變換雖然解決了信號在長線傳輸過程中的抗干擾問題，但卻改變了CPU對被測信號的讀取方式，由原來的對A/D輸出信號的直接讀取變?yōu)閷/F變換器輸出脈沖頻率信號的讀取。對頻率信號的測量大致有兩種方法：一種是平均周期檢測法；另一種是齒周期檢測法。下面就分析一下不同檢測方法對信號精度的影響。

3.1 平均周期檢測法
平均周期檢測法的原理如圖7所示。定時器計數(shù)值N_C預(yù)先設(shè)定，時鐘頻率CLK已知為f₀，周期為T₀，則T₀×N_C為定時時間。定時器控制計數(shù)器，定時器為0時，計數(shù)器開始計數(shù)；定時時間到，計數(shù)器停止計數(shù)，計數(shù)時間為T₀×N_C。如果計算值為N_t，則輸入信號的待測頻率為：
　　f＝N_t/(T₀·N_C)
　　絕對誤差Δf＝ΔN_t/(T₀·N_C)
　　∵ΔN＝±1
　　∴Δf＝1/(T₀·N_C)
　　相對誤差 Δf/f＝1/N_t
　　由相對誤差表達式可以看出，計數(shù)值N_t越大，測量精度越高，所以平均周期法適于高頻信號的測量。

3.2 齒周期檢測法
　　齒周期檢測法原理如圖8所示。外部待測頻率為輸入定時器，定時器的計數(shù)值N_t給定；時鐘脈沖CLK輸入計數(shù)器，時鐘脈沖頻率為f₀，周期為T₀。用定時器控制計數(shù)器的啟停。由于待測脈沖頻率f未知，定時時間T×N_t是隨待測脈沖頻率變化的變量，式中T為待測脈沖的周期。如果在定時時間T×N_t內(nèi)，計數(shù)器的計數(shù)值為N_C，
　　則：T·N_t＝T₀·N_C
　　　　f＝N_t/(T₀·N_C)
　　相對誤差Δf/f＝1/N_t
　　由相對誤差表達式可以看出，計數(shù)值N_C越大，測量精度越高。而N_C越大對應(yīng)的待測脈沖的頻率越低，故齒周期法適于低頻信號的檢測。
3.3 檢測方法的確定及誤差分析
　　系統(tǒng)設(shè)計中使用了LM231型V/F變換器，其輸出頻率在0～100kHz之間。根據(jù)實際需要及精度要求，將輸出頻率限制在0～10kHz之間，通常頻率變化范圍為：4～9kHz。
　　如果用第一種方法——平均周期法測量頻率，相對誤差Δf/f＝1/N_t，如果要求相對誤差≤0.1%，則N_t≥1000，定為轉(zhuǎn)換精度精確到10位(2¹⁰＝1024)，即N_t≥1024。由于這種方法適于高頻信號測量，對于低頻信號的測量誤差較大，因此只需考查測量低頻信號時的情況。
　　當(dāng)f＝4kHz時，為了保證N_t≥1024，需采樣定時時間為N_t/f＝1024/4000＝256ms。
　　如果用第二種方法——齒周期法測量頻率，相對誤差Δf/f＝1/N_C，同樣要求相對誤差≤0.1%，則N_C≥1000，仍定為N_C≥1024。由于這種方法適于測量低頻信號，對于高頻信號的測量誤差較大，故只需考查其測量高頻信號的情況。
　　當(dāng)f＝10kHz時，在晶振頻率為12MHz時CPU的內(nèi)部時鐘周期T₀＝2μs，則定時時間T₀×N_C＝2×10^－6×1024＝2.05ms。此時應(yīng)給定定時器計數(shù)值N_t＝f×(T₀×N_C)＝20。當(dāng)待測頻率為4kHz時，N_t＝20，定時時間N_t×T＝20/4000＝5ms。
　　由以上分析可以看出，在保正測量精度相同的情況下，齒周期法的測量速度比平均周期法的測量速度要快得多(相差256ms/5ms≈51倍)，因此我們采用了齒周期法測量頻率。
　　然而，用哪種方法都有一個計數(shù)誤差ΔN＝±1的問題，這在單純由硬件組成的檢測電路中是無法消除的。其原因如圖9所示。
　　第一：定時器啟動后，沒有遇上待測脈沖的前沿，而要等T₁時間后才開始計數(shù)；
　　第二：定時器時間到，不在待測脈沖的末尾，而提前了T₂時間。
　　由于T₁和T₂的存在導(dǎo)致測量誤差ΔN＝±1的存在，一般檢測設(shè)備為了減少T₁、T₂對測量結(jié)果的影響，只能提高被測脈沖的頻率，或采用高頻補償法——即在T₁和T₂期間，對另一高頻信號計數(shù)，這無疑會增加硬件電路的復(fù)雜程度。
　　單片機系統(tǒng)的軟件可控性，使這個問題的解決變得簡單得多。計數(shù)時使用單片機的兩個定時器，一個定時，另一個計數(shù)。計數(shù)器由外部信號控制啟動，且與待測脈沖信號同步，這樣就消除了圖9中T₁的影響。當(dāng)計數(shù)到某一確定值時，由CPU控制讀取計數(shù)值和定時時間值，這樣就消除了T₂的影響。用計數(shù)值除以定時值即可得到被測頻率值。這種測量方式的誤差≤0.1%。