1 引言

　　目前，PWM功率變換技術(shù)得到了廣泛的應(yīng)用。對(duì)于工作在硬開關(guān)狀態(tài)下的PWM逆變器" title="逆變器">逆變器，由于其開關(guān)損耗大，并且產(chǎn)生嚴(yán)重EMI，難以滿足開關(guān)電源高頻化、綠色化的要求。為克服硬開關(guān)的不足，軟開關(guān)" title="軟開關(guān)">軟開關(guān)技術(shù)得到迅速的發(fā)展，特別是DC/DC變換器移相軟開關(guān)技術(shù)已趨于成熟。但對(duì)于DC/AC" title="DC/AC">DC/AC變換器，由于考慮其輸出波形質(zhì)量等因素，目前，還沒有真正意義上的軟開關(guān)產(chǎn)品出現(xiàn)。雖然也出現(xiàn)過一些DC/AC變換器拓?fù)浜蛙涢_關(guān)控制技術(shù)［1］［2］［3］，但這些方法還不能真正走向?qū)嵱谩?/p>

　　文獻(xiàn)［4］介紹了用諧振電路實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，是一種比較好的方法，然而這一技術(shù)需要跟蹤電路中的電壓和電流，在電壓和電流過零處實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，這必然使電路變得復(fù)雜。為較好地解決這一難題，文獻(xiàn)［5］介紹了利用電感換流的非諧振軟開關(guān)PWM技術(shù)，然而這一技術(shù)只適用于雙極性電壓控制的DC/AC變換器電路。在分析文獻(xiàn)［5］的基礎(chǔ)上，本文設(shè)計(jì)出了一種適用單極倍頻SPWM" title="SPWM">SPWM［6］軟開關(guān)DC/AC變換器電路。

　　2 單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器主電路

　　2.1 主電路結(jié)構(gòu)

　　圖1所示為新型單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC逆變器主電路原理圖。圖2為其主要工作波形。該電路在硬開關(guān)SPWMDC/AC逆變器的基礎(chǔ)上添加了電容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2電感Lr1，Lr2，其中電容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，電感Lr1=Lr2，大容量電解電容CE1=CE2視為恒壓源。這些元件為電路中的4只功率管實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS）創(chuàng)造了條件。

　　圖1 主電路結(jié)構(gòu)

　　圖2 主電路主要工作波形

　　2.2 軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)原理

　　以下公式中的電壓、電流方向以圖1中的參考方向?yàn)闇?zhǔn)。并假設(shè)負(fù)載電流io連續(xù)。

　　1）工作模式1（t0－t1時(shí)間段）

　　在這一時(shí)間段中S1及S3導(dǎo)通，S2及S4關(guān)閉，iLr1從電源ED的正極經(jīng)過S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的負(fù)極并逐漸增大；同時(shí)電容CE1經(jīng)過S3，Cr2，Lr2繼續(xù)放電，放電電流iLr2繼續(xù)上升，在t1時(shí)刻iLr2達(dá)到最大，即

　　iLr2（ωt1）=αIomsinωt1－（1－α2sin2ωt1）（1）

　　式中：α為調(diào)制比；Iom為負(fù)載電流最大值，Iom=ED/RL；ω=2πfc，fc為載波頻率。

　　對(duì)應(yīng)的等效電路拓?fù)湟妶D3（a）。

　　2）工作模式2（t1－t2時(shí)間段）

　　在此時(shí)間段，功率管S1繼續(xù)導(dǎo)通，iLr1繼續(xù)增大。t1時(shí)刻S3關(guān)斷，集電極電流i3從開關(guān)管S3轉(zhuǎn)換到緩沖電容C3，為C3充電，C3上的電壓從零開始上升，S3實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷；同時(shí)，存儲(chǔ)在C4上的能量通過Cr2，Lr2，CE2回路放電，其等效電路拓?fù)淙鐖D3（b）。從圖可看出，C3充電回路與C4放電回路參數(shù)相同。因此，在t=t2時(shí)刻，vC3=ED，vC4=0。充放電時(shí)間t21為

　　t21=t2－t1=（2）

　　3）工作模式3（t2－t3時(shí)間段）

　　在t=t2時(shí)刻D4導(dǎo)通，為循環(huán)電流iL2的續(xù)流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的觸發(fā)信號(hào)到來，S4實(shí)現(xiàn)零電壓開通。其等效拓?fù)淙鐖D3（c）所示。

　　4）工作模式4（t3－t4時(shí)間段）

　　在t3時(shí)刻S4零電壓開通。循環(huán)電流iL2繼續(xù)通過D4續(xù)流，在t4時(shí)刻續(xù)流完畢。續(xù)流時(shí)間t41為

　　t41=t4－t1=－（3）

　　其等效電路拓?fù)淙鐖D3（d）。

　　5）工作模式5（t4－t5時(shí)間段）

　　t4時(shí)刻后，S4的集電極電流從零開始上升。電源ED為負(fù)載提供能量。其等效電路拓?fù)淙鐖D3（d）。

　　（a） t0－t1

　?。╞） t1－t2

　?。╟） t2－t3

　　（d） t3－t4

　　圖3 各種模式下的等效電路拓?fù)?/p>

　　在t5時(shí)刻，S1關(guān)斷，緩沖電容C1的存在，S1實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。t5時(shí)刻之后，電路進(jìn)入開關(guān)周期的下半周期，其工作模式同上。

　　1 引言

　　目前，PWM功率變換技術(shù)得到了廣泛的應(yīng)用。對(duì)于工作在硬開關(guān)狀態(tài)下的PWM逆變器，由于其開關(guān)損耗大，并且產(chǎn)生嚴(yán)重EMI，難以滿足開關(guān)電源高頻化、綠色化的要求。為克服硬開關(guān)的不足，軟開關(guān)技術(shù)得到迅速的發(fā)展，特別是DC/DC變換器移相軟開關(guān)技術(shù)已趨于成熟。但對(duì)于DC/AC變換器，由于考慮其輸出波形質(zhì)量等因素，目前，還沒有真正意義上的軟開關(guān)產(chǎn)品出現(xiàn)。雖然也出現(xiàn)過一些DC/AC變換器拓?fù)浜蛙涢_關(guān)控制技術(shù)［1］［2］［3］，但這些方法還不能真正走向?qū)嵱谩?/p>

　　文獻(xiàn)［4］介紹了用諧振電路實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，是一種比較好的方法，然而這一技術(shù)需要跟蹤電路中的電壓和電流，在電壓和電流過零處實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，這必然使電路變得復(fù)雜。為較好地解決這一難題，文獻(xiàn)［5］介紹了利用電感換流的非諧振軟開關(guān)PWM技術(shù)，然而這一技術(shù)只適用于雙極性電壓控制的DC/AC變換器電路。在分析文獻(xiàn)［5］的基礎(chǔ)上，本文設(shè)計(jì)出了一種適用單極倍頻SPWM［6］軟開關(guān)DC/AC變換器電路。

　　2 單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器主電路

　　2.1 主電路結(jié)構(gòu)

　　圖1所示為新型單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC逆變器主電路原理圖。圖2為其主要工作波形。該電路在硬開關(guān)SPWMDC/AC逆變器的基礎(chǔ)上添加了電容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2電感Lr1，Lr2，其中電容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，電感Lr1=Lr2，大容量電解電容CE1=CE2視為恒壓源。這些元件為電路中的4只功率管實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)（ZVS）創(chuàng)造了條件。

　　圖1 主電路結(jié)構(gòu)

　　圖2 主電路主要工作波形

　　2.2 軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)原理

　　以下公式中的電壓、電流方向以圖1中的參考方向?yàn)闇?zhǔn)。并假設(shè)負(fù)載電流io連續(xù)。

　　1）工作模式1（t0－t1時(shí)間段）

　　在這一時(shí)間段中S1及S3導(dǎo)通，S2及S4關(guān)閉，iLr1從電源ED的正極經(jīng)過S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的負(fù)極并逐漸增大；同時(shí)電容CE1經(jīng)過S3，Cr2，Lr2繼續(xù)放電，放電電流iLr2繼續(xù)上升，在t1時(shí)刻iLr2達(dá)到最大，即

　　iLr2（ωt1）=αIomsinωt1－（1－α2sin2ωt1）（1）

　　式中：α為調(diào)制比；Iom為負(fù)載電流最大值，Iom=ED/RL；ω=2πfc，fc為載波頻率。

　　對(duì)應(yīng)的等效電路拓?fù)湟妶D3（a）。

　　2）工作模式2（t1－t2時(shí)間段）

　　在此時(shí)間段，功率管S1繼續(xù)導(dǎo)通，iLr1繼續(xù)增大。t1時(shí)刻S3關(guān)斷，集電極電流i3從開關(guān)管S3轉(zhuǎn)換到緩沖電容C3，為C3充電，C3上的電壓從零開始上升，S3實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷；同時(shí)，存儲(chǔ)在C4上的能量通過Cr2，Lr2，CE2回路放電，其等效電路拓?fù)淙鐖D3（b）。從圖可看出，C3充電回路與C4放電回路參數(shù)相同。因此，在t=t2時(shí)刻，vC3=ED，vC4=0。充放電時(shí)間t21為

　　t21=t2－t1=（2）

　　3）工作模式3（t2－t3時(shí)間段）

　　在t=t2時(shí)刻D4導(dǎo)通，為循環(huán)電流iL2的續(xù)流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的觸發(fā)信號(hào)到來，S4實(shí)現(xiàn)零電壓開通。其等效拓?fù)淙鐖D3（c）所示。

　　4）工作模式4（t3－t4時(shí)間段）

　　在t3時(shí)刻S4零電壓開通。循環(huán)電流iL2繼續(xù)通過D4續(xù)流，在t4時(shí)刻續(xù)流完畢。續(xù)流時(shí)間t41為

　　t41=t4－t1=－（3）

　　其等效電路拓?fù)淙鐖D3（d）。

　　5）工作模式5（t4－t5時(shí)間段）

　　t4時(shí)刻后，S4的集電極電流從零開始上升。電源ED為負(fù)載提供能量。其等效電路拓?fù)淙鐖D3（d）。

　?。╝） t0－t1

　　（b） t1－t2

　?。╟） t2－t3

　?。╠） t3－t4

　　圖3 各種模式下的等效電路拓?fù)?/p>

　　在t5時(shí)刻，S1關(guān)斷，緩沖電容C1的存在，S1實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷。t5時(shí)刻之后，電路進(jìn)入開關(guān)周期的下半周期，其工作模式同上。

　　2.3 電路特性討論

　　1）主電路中不需要任何電壓/電流檢測裝置來實(shí)現(xiàn)開關(guān)管軟開通。

　　2）由于開關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，所以逆變器的輸出電壓波形不會(huì)因?yàn)樗绤^(qū)時(shí)間td的存在而發(fā)生畸變。

　　3）不會(huì)因?yàn)橥粯虮鄣膬蓚€(gè)二極管的反向恢復(fù)電流而導(dǎo)致橋臂直通。

　　4）控制電路采用單極倍頻電壓控制信號(hào)，主電路在一個(gè)周期中各個(gè)時(shí)間段過渡時(shí)，僅有一個(gè)開關(guān)管的狀態(tài)發(fā)生改變，這就降低了在產(chǎn)生一定的脈波數(shù)時(shí)開關(guān)的動(dòng)作次數(shù)，或者說用同樣的開關(guān)頻率可以把輸出電壓中脈波數(shù)提高一倍，這對(duì)減小開關(guān)損耗，提高逆變器的工作效率都是有好處的。

　　5）在主電路的SPWM輸出電壓波形中，正向只有正電壓脈沖，負(fù)向只有負(fù)電壓脈沖，這對(duì)減小輸出濾波參數(shù)，提高輸出波形質(zhì)量是有好處的。

　　由于單極倍頻SPWM軟開關(guān)DC/AC變換器的超前橋臂控制信號(hào)與滯后橋臂的控制信號(hào)相差180°，所以超前臂的開關(guān)動(dòng)作與滯后臂相對(duì)獨(dú)立。這為各橋臂上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)相差120°的，三相逆變器電感換流調(diào)頻軟開關(guān)技術(shù)的進(jìn)一步研究，打下了較好的基礎(chǔ)。

　　3 主要參數(shù)設(shè)計(jì)

　　3.1 電感Lr1（Lr2）的設(shè)計(jì)

　　由2.3的分析知

　　≥td（4）

　　將式（1）代入式（4）并整理有

　　Lr2≤（1－α）（1＋α－4fctd）（5）

　　3.2 電容Cr1（Cr2）的設(shè)計(jì)

　　由2.2的工作過程分析可知，在緩沖電容C3及C4充放電時(shí)間很短的情況下，圖1等效拓?fù)淙鐖D4所示。

　　圖4 等效電路拓?fù)?/p>

　　根據(jù)等效拓?fù)?，有式?）成立

　　di3/dt=（ED－vCr2）/Lr2;dvCr2/dt=iLr2/Cr2（6）

　　進(jìn)一步得到i3的最大值為

　　i3max=ED/4fcLr2（1＋1/48fc2Lr2Cr2）（7）

　　由式（7）可知，為了盡可能最大限度向負(fù)載傳輸能量，集電極電流i3應(yīng)盡可能大，所以，Cr2越小越好。然而Cr2太小諧振阻抗太大，續(xù)流時(shí)間太長，將影響驅(qū)動(dòng)信號(hào)，開關(guān)管的占空比將嚴(yán)重丟失，輸出功率降低。為兼顧二者，在實(shí)際中一般取1/48fc2Lr2Cr2≤0.1，所以

　　Cr2≥5/24fc2Lr2（8）

　　3.3 緩沖電容C1（C2，C3，C4）的設(shè)計(jì)

　　當(dāng)緩沖電容C1太大時(shí)，充放電時(shí)間常數(shù)較長，若充放電時(shí)間大于死區(qū)時(shí)間td，將產(chǎn)生橋臂直通現(xiàn)象。為確保此現(xiàn)象不發(fā)生，所以緩沖電容取值不能太大。

　　由式（2）有

　　≤td（9）

　　當(dāng)sinωt=1時(shí)iL2最小，式（9）的左邊最大，將式（1）代入（9）有

　　C1≤td（10）

　　4 實(shí)驗(yàn)波形及結(jié)語

　　依據(jù)上述分析和參數(shù)設(shè)計(jì)，以圖1為主電路進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)。具體線路參數(shù)為：開關(guān)頻率f=12.5kHz，主功率管選用1MBH60D-100型號(hào)的IGBT，調(diào)制比α=0.8，緩沖電容C1=C2=C3=C4=18nF，Cr1=Cr2=16.7μF，Lr1=Lr2=80μH，Lf=1.0mH，Cf=18μF，RL=10Ω。圖5－圖8為實(shí)驗(yàn)所得波形。

　　圖5 S1（S2）的驅(qū)動(dòng)波形和管壓降波形

　　圖6 S3（S4）的驅(qū)動(dòng)波形和管壓降波形

　　圖7 單極倍頻硬開關(guān)DC/AC逆變器的輸出電壓波形

　　圖8 單極倍頻軟開關(guān)DC/AC逆變器的輸出電壓波形

　　圖5及圖6給出了主電路中開關(guān)管的管壓降和驅(qū)動(dòng)信號(hào)的波形（圖中：1—驅(qū)動(dòng)信號(hào)波形，2—開關(guān)管管壓降波形），圖7給出了硬開關(guān)DC/AC變換器的輸出電壓波形，圖8給出了軟開關(guān)DC/AC變換器的輸出電壓波形。

　　由圖5及圖6可知在開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來之前，開關(guān)管兩端的壓降已為零，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開通；驅(qū)動(dòng)信號(hào)關(guān)斷后，開關(guān)管兩端的電壓還維持于零，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。

　　由圖7及圖8可知在未實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)時(shí)，主電路的輸出電壓波形質(zhì)量較差，并且有較大的“毛刺”（開關(guān)管在進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作時(shí)產(chǎn)生），這些“毛刺”的存在將對(duì)電路自身和周圍其它電路和用電器產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾（EMI）；在加入軟開關(guān)電路后，輸出電壓波形質(zhì)量有了很大改善，并且無任何“毛刺”，較好地抑制了電磁干擾（EMI）。