《電子技術(shù)應(yīng)用》
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完美無(wú)諧波高壓IGBT變頻器
劉鳳君
摘要: 國(guó)外某公司利用一種新的高壓變頻技術(shù),生產(chǎn)出功率為315kW~10000kW的完美無(wú)諧波高壓變頻器(PERFECTHARMONY),無(wú)需附加輸出變壓器實(shí)現(xiàn)了直接3kV或6kV高壓輸出;首家在高壓變頻器中采用了先進(jìn)的IGBT開(kāi)關(guān)器件;達(dá)到了完美的輸入輸出波形,無(wú)需附加任何濾波器就可以滿足各國(guó)供電部門對(duì)諧波的嚴(yán)格要求;輸入功率因數(shù)達(dá)到095以上;總體效率(包括輸入隔離變壓在內(nèi))高達(dá)97%。達(dá)到這樣高指標(biāo)的原因是因?yàn)椴捎昧巳?xiàng)新的高壓變頻技術(shù):一是在輸出逆變器部分采用了具有獨(dú)立電源單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加;二是在輸入整流部分采用了多相多重疊加整流技術(shù);三是在結(jié)構(gòu)上采用了功率單元模塊化技術(shù)。
Abstract:
Key words :

1前言

國(guó)外某公司利用一種新的高壓變頻技術(shù),生產(chǎn)出功率為315kW~10000kW的完美無(wú)諧波高壓變頻器(PERFECTHARMONY),無(wú)需附加輸出變壓器實(shí)現(xiàn)了直接3kV或6kV高壓輸出;首家在高壓變頻器中采用了先進(jìn)的IGBT開(kāi)關(guān)器件;達(dá)到了完美的輸入輸出波形,無(wú)需附加任何濾波器就可以滿足各國(guó)供電部門對(duì)諧波的嚴(yán)格要求;輸入功率因數(shù)達(dá)到095以上;總體效率(包括輸入隔離變壓在內(nèi))高達(dá)97%。達(dá)到這樣高指標(biāo)的原因是因?yàn)椴捎昧巳?xiàng)新的高壓變頻技術(shù):一是在輸出逆變器部分采用了具有獨(dú)立電源單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加;二是在輸入整流部分采用了多相多重疊加整流技術(shù);三是在結(jié)構(gòu)上采用了功率單元模塊化技術(shù)。

2單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加

單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加法,是通過(guò)N個(gè)具有獨(dú)立直流電源的單相橋式SPWM逆變器直接串聯(lián)的方式級(jí)聯(lián)而成的,這是專為高壓大功率逆變器使用的一種串聯(lián)疊加法。此法是用N個(gè)依次移開(kāi)2π/N相位角的載波三角波,與同一個(gè)正弦調(diào)制波進(jìn)行比較產(chǎn)生出N組控制信號(hào),用這N組控制信號(hào)(N組信號(hào)依次相差2π/N相位角)去依次控制N個(gè)具有獨(dú)立直流電源的單相橋式SPWM逆變器,使每一個(gè)單相橋式逆變器輸出相同的基波電壓,然后將N個(gè)單相橋式逆變器的輸出電壓串聯(lián)起來(lái),就可以得到多電平SPWM無(wú)諧波電壓輸出,這種串聯(lián)不存在均壓?jiǎn)栴}。

21兩個(gè)單相橋式SPWM逆變器的串聯(lián)疊加

現(xiàn)個(gè)具有獨(dú)立直流電源單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加電路如圖1所示。由于N=2,所以載波三角波的移相角α==π(=180°)。對(duì)于三相輸出逆變器來(lái)說(shuō),其A相電路由兩個(gè)單相橋式SPWM逆變器A1和A2串聯(lián)組成。A1的載波三角波的移相角α=0;A2的載波三角波的移相角α=(=180°)。A1和A2的載波三角波用同一個(gè)A相的正弦波進(jìn)行調(diào)制。這樣就可以得到A1的輸出電壓up1、A2的輸出電壓up2。up1和up2具有相同的基波電壓。A1和A2串聯(lián)后的輸出電壓uA=up1+up2就是輸出為正弦波的無(wú)諧波電壓、其波形如圖2所示。

圖1兩個(gè)單相橋式SPWM逆變器的串聯(lián)疊加

圖2A1及A2串聯(lián)疊加后的波形

為了求出單相橋式SPWM逆變器A1、A2的輸出電壓up1、up2的SPWM波形,必須先求出SPWM波形中各脈沖前、后沿a、b點(diǎn)的座標(biāo),為此先列出載波三角波的方程式:

對(duì)于單相逆變器A1α=0

(1)

對(duì)于單相逆變器A2α=180°(2)

K=0,±1,±2…

調(diào)制波的方程式為:us(t)=Ussinωst(3)假定載波比,調(diào)制比。

對(duì)于單相逆變器A2的輸出電壓up2的波形,

在采樣點(diǎn)a:Ussinωst=-

令ωst=Y;ωct=X,

則X=2πK+π-α-πMsinY

在采樣點(diǎn)b:X=2πK+π-α+πMsinY

從圖2中A2的up2波形可知:X=ωct在2πK+α到2π(K+1)+α區(qū)間內(nèi),在a、b點(diǎn)之間得到up2的正脈沖,故可以得到up2的SPWM波的時(shí)間函數(shù)式為:up2(X,Y)=(4)Y=X

函數(shù)up2(X,Y)可以用雙重付里葉級(jí)數(shù)表示:up2(X,Y)=Aoo+(AoncosnY+BonsinnY)+(AmocosmX+BmosinmY)+{Amncos(mX+nY)+Bmnsin(mX+nY)}

式中:Amn+jBmn=up2(X,Y)

將式(4)代入上式得:Amn+jBmn==

由貝塞爾函數(shù)得:所以:Amn+jBmn=

·〔〕=j(5)

當(dāng)n為零或偶數(shù)時(shí),=0,Amn+jBmn=0,

當(dāng)n為奇數(shù)時(shí),=2所以:Amn+jBmn=jJn(mMπ)

·〔cosm(π-α)+jsinm(π-α)〕Amn=-Jn(mMπ)sinm(π-α);Bmn=Jn(mMπ)cosm(π-α)當(dāng)m=0時(shí)=1Aon+Bon=up2(X,Y)

因?yàn)閡p2(X,Y)是奇函數(shù),故得:

Aon=0Bon=up2(X,Y)=

當(dāng)n=1時(shí),Bo1=ME;當(dāng)n≠1時(shí),Bon=0

故得up2的SPWM波形的雙重付里葉級(jí)數(shù)式為:up2(t)=MEsinωst+cosm(π-α)·sin〔(mF+n)ωst〕-sinm(π-α)

·cos〔(mF+n)ωst〕(6)

由于A1的載波三角波的α=0;由于A2的載波三角波的α=π,A1和A2用的又是同一個(gè)正弦調(diào)制波,所以由式(6)可得:up1(t)=MEsinωst+cosm(π-0)·sin〔(mF+n)ωst〕-sinm(π-0)

cos〔(mF+n)ωst〕(7)up2(t)=MEsinωst+cosm(π-π)·sin〔(mF+n)ωst〕-sinm(π-π)

·cos〔(mF+n)ωst〕(8)

由于up1(t)和up2(t)的基波電壓相同;同時(shí)又有sinm(π-0)+sinm(π-π)=0。對(duì)于cosm(π-0)+coom(π-π):當(dāng)m等于偶數(shù)時(shí)等于2;當(dāng)m為奇數(shù)時(shí)等于零,所以式(7)和式(8)相加得到的uA的雙重付里葉級(jí)數(shù)式為:uA=up1(t)+up2(t)=2MEsinωst+sin〔(mF+n)ωst〕(9)

由式(9)可知:N=2的串聯(lián)疊加在逆變器A相輸出電壓中得到的是五電平電壓輸出。在uA中不再包含2F±1次以下的諧波,僅包含2F±1以上的諧波。uA=up1(t)+up2(t)的波形如圖2所示。

22N個(gè)單相橋式SPWM逆變器的串聯(lián)疊加

當(dāng)N取等于或大于2的任一自然數(shù)時(shí),都可以利用上述直接串聯(lián)疊加的方法,其電路如圖3所示,以消除SPWM波形中小于NF±1的諧波成分。其載波三角波的移相角依次移開(kāi)2π/N。對(duì)于A相,單相逆變器A1的α=0,A2的α=2π/N,A3的α=·(3-1)…AN的α=·(N-1),A1~AN用同一個(gè)A相正弦波作調(diào)制波,得到A1~AN的輸出電壓up1(t)~upN(t):up1(t)=MEsinωst+cosm(π-0)·sin〔(mF+n)ωst〕-sinm(π-0)

·cos〔(mF+n)ωst〕(10)up2(t)=MEsinωst+cosm(π-)·sin〔(mF+n)ωst〕-sinm(π-)

cosm(π-G)

 

圖3N個(gè)獨(dú)立電源直接串聯(lián)疊加

·cos〔(mF+n)ωst〕(11)

……upN(t)=MEsinωst+cosm〔π-〕·sin〔(mF+n)ωst〕-sin〔π-〕

cos〔(mF+n)ωst〕(12)由于up1(t)~upN(t)具有相同的基波電壓,同時(shí)sinm(π-0)+sinm(π-)+…sinm〔π-〕=0;對(duì)于cosm(π-0)+cosm(π-)+…+cosm〔π-〕=cosm(π-G)的值,它與N和m的值如表1所示。表1cosm(π-G)與N、m的關(guān)系

m 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10
  N=2 0 2 0 2 0 2 0 2 0 2
N=3 0 0 -3 0 0 3 0 0 -3 0
N=4 0 0 0 4 0 0 0 4 0 0
N=5 0 0 0 0 -5 0 0 0 0 5
N=6 0 0 0 0 0 6 0 0 0 0

即:cosm(π-G)=±N(m等于奇數(shù)時(shí)取負(fù)號(hào),m等于偶數(shù)時(shí)取正號(hào))

 

所以:A相的輸出電壓uA等于:

uA=up1(t)+up2(t)+…+upN(t)=NMEsinωst±sin〔(mF+n)ωst〕(13)

例如N=5時(shí):u5=5MEsinωst-sin〔(mF+n)ωst〕(14)

當(dāng)N=5時(shí)串聯(lián)疊加后在A相輸出電壓中將得到11電平電壓輸出,在uA中將不再包含5F±1以下的諧波,而只包含5F±1以上的諧波,其波形如圖4所示。

由式(13)可知:采用N個(gè)具有獨(dú)立電源的單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加后,在A相輸出電壓中將得到(2N+1)個(gè)電平的電壓輸出,在uA的雙重付里葉級(jí)數(shù)中可以消除NF±1次以下的諧波,。例如當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率fs=6000Hz,載波比F==120,N=5時(shí),在A相輸出電壓的付里葉級(jí)數(shù)式中,將可以消除5×120±1=600±1次以下的諧波,故稱作無(wú)諧波(Harmony)逆變器(意即無(wú)低次諧波)。

n=±1,±3

n=±1,±3

 

圖4當(dāng)N=5時(shí)串聯(lián)疊加的輸出電壓波形

圖518相三重疊加整流電路

3多相多重疊加整流

完美無(wú)諧波高壓變頻器的輸入整流器部分主要采用的是18相三重疊加整流方式,和30相五重疊加整流方式。

3118相三重疊加整流18相三重疊加整流電路與波形圖如圖5所示。輸入變壓器采用Y/ΔΔΔ接線的18相整流電路,輸入變壓器的三組次級(jí)繞組依次滯后=20°相位角,并各向一個(gè)三相橋式整流器供電、三個(gè)三相橋式整流器單獨(dú)輸出,輸出直流電流為Id。變壓器的初級(jí)輸入電流ia=++,、和為與三個(gè)次級(jí)繞組相對(duì)應(yīng)的初級(jí)供電電流。經(jīng)過(guò)、和三重疊加后的初級(jí)電流ia變成了十梯級(jí)等階寬階梯波,因此可以用Biriger公式來(lái)計(jì)算ia的基波與各次諧波的幅值:式中:n為諧波幅值:n*=n()為相應(yīng)于n的諧波次數(shù);

δi為在ti點(diǎn)的跳躍值,n=1,2,3…m;

T為函數(shù)重復(fù)周期。

用Biriger公式對(duì)ia的十梯級(jí)等階寬階梯的基波與各次諧波幅值進(jìn)行計(jì)算可得

Imn=〔〕=()〔〕(15)

用此式算出基波與各次諧波幅值為:

Im1=3.175Id;Im5=0.144Id;Im7=0.0838IdIm11=0.053Id;Im13=0.0554Id…

故輸入電流ia的付里葉級(jí)數(shù)式為:

ia=()

〔sinωt+0.045sin5ωt+0.0264sin7ωt+0.0167sin11ωt

+0.0174sin13ωt+0.0588sin17ωt0.034sin19ωt〕

(16)

由此式可知ia的低次諧波含量大大減小。

3230相五重疊加整流

用Y/ΔΔΔΔΔ接線輸入變壓器的30相五重疊加整流電路與輸入電流ia的波形如圖6所示,輸入變壓器的五組次級(jí)繞組依次滯后相位角,每一組次級(jí)繞組向一個(gè)三相橋式整流器供電,五個(gè)三相橋式整流器單獨(dú)輸出,輸出直流電流為Id。與五個(gè)次級(jí)繞組相對(duì)應(yīng)的初級(jí)輸入電流為、、、和,變壓器初級(jí)輸入電流ia=++++。五重疊加后的輸入電流ia的波形是16梯級(jí)等階寬階梯波。用Biriger公式對(duì)它的基波與各次諧波幅值進(jìn)行計(jì)算得:

Imn=()〔

圖630相5重疊加整流電路

圖7功率單元模塊電路示意圖

用此式算出基波與各次諧波的幅值為:

Im1=5.274Id;Im5=0.220Id;Im7=0.118IdIm11=0.055Id;Im13=0.0433Id;Im17=0.033IdIm19=0.0317Id;Im23=0.0358Id;Im25=0.0026Id輸入電流ia的付里葉級(jí)數(shù)式為:

ia=(+)(sinωt+0.0417sin5ωt

+0.0223sin7ωt+0.0104sin11ωt+0.0082sin13ωt

+0.0063sin17ωt+0.006sin19ωt+0.0067sin23ωt

+0.00048sin25ωt+…)(18)

由此式可知25次以下的諧波大大減小了。

4功率單元模塊化

為了便于生產(chǎn)和維修,完美無(wú)諧波高壓變頻器采用了功率單元模塊化方式,功率單元模塊的電路如圖7所示。它是由熔斷器、三相橋式整流器、直流濾波電容及IGBT單相全橋逆變器組成的電壓型功率單元。單元中的直流濾波電容要足夠大,以使變頻器可以承受30%的電源電壓下降和5個(gè)周波的電源電壓失電。

用33kVIGBT開(kāi)關(guān)器件組成的功率單元,可以輸出4160V中壓的、兩個(gè)功率單元串聯(lián)的SPWM電壓源變頻器如圖8所示。由于串聯(lián)的功率單元個(gè)數(shù)少,為了獲得優(yōu)良性能,在變頻器的輸出端可以附加輸出交流濾波器。輸入整流電源采用的是18相三重疊加整流器。

采用五個(gè)電壓為690V的IGBT功率單元串聯(lián),輸出電壓為6000V的電壓源變頻器電路如圖9所示。由于采用的是具有獨(dú)立直流電源的功率單元模塊的串聯(lián),所以不存在均壓?jiǎn)栴}。功率單元中IGBT的開(kāi)關(guān)頻率為600Hz,每相有五個(gè)功率單元串聯(lián),所以輸出相電壓的等效開(kāi)關(guān)頻率為6000Hz。輸入整流電路采用的是6000V的電壓源變頻器30相五重疊加整流電路,輸入電流失真為08%,輸入電壓失真為12%,輸入輸出電壓和電流的波形非常接近于正弦。

圖8兩個(gè)功率單元串聯(lián)的SPWM電壓源變頻器(輸出電壓4160V)

圖9五個(gè)功率單元串聯(lián)的輸出電壓為

5結(jié)語(yǔ)

這種完美無(wú)諧波高壓IGBT變頻器,解決了高壓變頻器存在的開(kāi)關(guān)器件串聯(lián)均壓、諧波和效率三大難題。采用具有獨(dú)立直流電源單相橋式SPWM逆變器的直接串聯(lián)疊加技術(shù),減小了輸出電壓的低次諧波,方便了輸出電壓的調(diào)節(jié),消除了開(kāi)關(guān)器件串聯(lián)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)均壓?jiǎn)栴},減少了單個(gè)開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)頻率,提高了逆變效率;采用多相多重疊加整流技術(shù),減小了輸入電流諧波,減少了對(duì)市電電網(wǎng)的污染,提高了輸入功率因數(shù);采用功率單元模塊化技術(shù)方便了安裝與維修,提高了變頻器的可靠性。

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